+7(499)322-95-57
Показать меню
Скрыть меню

Статьи
Трехфазный непосредственный ПЧ с близким к синусоидальному выходным напряжением

В работе рассмотрены структура и принцип работы преобразователя высокочастотного напряжения высокооборотного турбогенера­торного агрегата (6000 об/мин), который обеспечи­вает формирование достаточно простыми средства­ми выходного напряжения частотой 50 Гц с формой кривой, близкой к синусоиде.

На входе каждой фазы преобразователя частоты (ПЧ) формируется трехфазная система напряжений биений от двух высокочастотных генераторов (300 и 400 Гц). Формой огибающей напряжения биений является синусоида с частотой 50 Гц, а частота на­пряжения заполнения равна 350 Гц.

Однако анализ спектра показывает, что напряже­ние биений содержит только частоты напряжений источников, генерирующих напряжение 300 и 400 Гц, а напряжения с частотами 350 и 50 Гц отсутствуют.

Ниже приведены технические детали реализации непосредственного преобразователя частоты, пред­ставляющего собой три реверсивных преобразовате­ля, каждый из которых формирует напряжение для одной фазы нагрузки. Разработка выполнена специ­алистами ООО «НИЦ преобразовательной техники» по техническим предложениям и при участии сотруд­ников ФГУП «ЦНИИ им. акад. А. Н. Крылова».

Структура преобразователя

Формирование напряжения биений на входе каж­дой фазы статического преобразователя (рис. 1) было целенаправленно предусмотрено для использования непосредственного преобразователя частоты, когда выходное напряжение формируется из участков си­нусоид напряжения питающей сети. При этом нагруз­ка в процессе работы преобразователя через открытые ключи в каждый момент времени оказывается подсое­диненной непосредственно к источнику питания.

Для построения НПЧ [2-4] применяются различ­ные варианты схем реверсивных управляемых вы­прямителей - нулевые и мостовые, многопульсные, встречно-параллельные и перекрестные, с совмест­ным и раздельным управлением и т. д.

В них, как правило, используются силовые полупроводниковые приборы с неполным управление (тиристоры), естественная коммутация которых производится за счет напряжения сети.

· Такие НПЧ отличаются следующими преимуществами:

· высокий КПД благодаря однократному преобразованию электрической энергии;

· возможность двустороннего обмена энергией между питающей сетью и двигателем, что обеспечивает как двигательные, так и тормозные режимы электропривода с рекуперацией энергии в сеть, а также использование нагрузки с низкими коэффициентами мощности;

· возможность использования естественной коммутации тиристоров, что позволяет отказаться от достаточно сложных цепей принудительной коммутации, снижающих надежность и перегрузочную способность преобразователя;

· практически неограниченная мощность НПЧ вследствие сравнительной простоты парал­лельного наращивания тиристорных цепей и их высокой перегрузочной способности;

· сравнительно небольшие габариты, обу­словленные отсутствием в схеме громозд­ких накопителей энергии.

Такие НПЧ (циклоконвертеры) на базе тиристорных мостов различных структур мощностью до десятков мегаватт, например производства фирмы ABB Marine или Alstom power Conversion Ltd., широко применяются в мощных гребных судовых установках.

1.JPG

Рис. 1. Форма напряжения на выходе

К недостаткам общепринятой идеологии НПЧ относятся;

·высокий уровень высших гармоник в сете­вом токе;

· небольшой диапазон выходной частоты (обычно Fmaxout ~ 20.. .30% от частоты сети);

· необходимость применять громоздкие развязывающие трансформаторы на вхо­де, чтобы обеспечивать высокую пульсность НПЧ, требующуюся для улучшения гармонического состава; для ограничения неизбежно возникающих в некоторых схе­мах уравнительных токов между мостами, работающими в выпрямительном и инвер­торном режимах, обычно приходится при­менять достаточно объемные реакторы.

Одним из типичных примеров НПЧ на тиристорах может служить 6-пульсный НПЧ ACS6000c фирмы АВВ, работающий на син­хронный двигатель с соединенными в звезду обмотками статора, который содержит в каж­дой фазе два встречно включенных тиристор­ных моста и должен запитываться от трех развязанных трехфазных систем (три транс­форматора). Предельные значения существу­ющих в настоящее время тиристорных НПЧ Ш мощных морских приводов - 27 МВт при напряжении на двигателе 2,4 кВ.

Появление запираемых тиристоров (GTO), биполярных транзисторов с изолированным запором (1GBT) и запираемых тиристоров с инте­грированным управлением (IGCT) существенно расширило возможности конструкторов НПЧ, и стало возможно использовать импульсно-модуляционные способы регулирования.

В нашем случае, при наличии развязывающих (суммирующих) трансформаторов и трех трехфазных систем напряжений на входе, а также вследствие необходимости объеди­нения выходных напряжений нулевым про­шлом, совершенно естественно использовать комбинацию из трех трехфазно-однофазных ИПЧ, выполненных на двунаправленных ключах. В качестве двунаправленного ключа выбрано широко применяемое встречное включение двух 1GBT с оппозитными диодами, Недостаток такого ключа - высокое падение напряжения в открытом состоянии (сумма напряжений на транзисторе и диоде для стан­дартных структур составляет около 3,8 В).

2_1.jpg

Рис. 2. Упрощенная схема одной фазы НПЧ

НПЧ рассчитан на величину мощности в нагрузке 600 кВA при фазном напряже­нии 220 В (амплитудный фазный ток около 1300 А), поэтому было решено применить встречно включенные транзисторные мо­дули МТКИ 3600-12КН производства ОАО «Электровыпрямитель».

Алгоритм управления НПЧ

Алгоритм управления транзисторами в схеме НПЧ вытекает из формы входных напряжений, определяемых генерирующей системой (рис. 1). Необходимо сформировать на выходе каждой фазы НПЧ напряжение, состоящее из участков входных линейных напряжений, таким обра­зом, чтобы огибающая этого выходного напря­жения была максимально близка к синусоиде разностной частоты (близкой к 50 Гц).

В каждом из трех плеч НПЧ, подключенных к одной тройке входных напряжений, имеют­ся по четыре транзистора (например, 1 и 7,4 и 10), включенные попарно встречно, состав­ляющие двунаправленные ключи (рис. 2).

Эта схема позволяет подключать к верхнему и нижнему выводам любые нагрузки из трех входных фаз.

На рис. 3 проиллюстрирован способ выбора управления транзисторами для формирова­ния необходимого выходного напряжения.

3_1.jpg
Рис. 3. Определение интервалов коммутации транзисторов

Рассмотрим сначала случай чисто актив­ной нагрузки, когда форма тока в нагрузке повторяет форму напряжения. На диаграмме показаны три фазных напряжения (UA, UB, UC-красный, синий, зеленый цвета соответ­ственно), поступающих на одну фазу НПЧ. Эти напряжения получены при сложении синусоидальных напряжений трехфазных генераторов с частотами 300 и 400 Гц.

С помощью датчиков напряжений эти три фазных напряжения непрерывно передаются на входы АЦП микроконтроллера, и програм­ма определяет моменты пересечения (равен­ства) этих напряжений. Таким образом, время, соответствующее полупериоду огибающей, разбивается на короткие интервалы (номера интервалов и комбинации напряжений фаз указаны на диаграмме), в которых комбина­ция напряжений на входе фазы не меняется, например в интервале № 2 UC > UA > UB. Интервалы с одинаковыми состояниями по­вторяются через шесть, например, в интервале № 8 повторяется комбинация интервала № 2.

При необходимости формирования на верх­нем проводе нагрузки начала положительной полуволны 50 Гц (начало интервала №1, вре­мя на диаграмме равно 5 мс) определяем, что в данном очередном интервале потенциал фазы А выше потенциалов фаз С и В, поэто­му достаточно включить транзистор 1 (рис. 2), соединяющий с нагрузкой максимальный по­ложительный потенциал на фазе А в данный момент, чтобы ток пошел через этот откры­тый транзистор и оппозитный диод транзи­стора 7 в нагрузку. Самый низкий потенциал в данном интервале имеется на входе в фазе В, и потому для сборки цепи нагрузки в этом интервале достаточно включить транзистор 5 в нижнем плече. И тогда ток нагрузки пой­дет через транзистор 5 и оппозитный диод транзистора 11 к наиболее отрицательному потенциалу фазы В входных фаз. На нагрузке в течение этого интервала сформируется на­чало положительного полупериода, равное растущему линейному напряжению между фазами А и В на входе (рис. 2).

В интервале № 2, когда потенциал фазы С наиболее положительный, а потенциал фазы В наиболее отрицательный, достаточ­но включить транзистор 3 в положительном проводе нагрузки и транзистор 5 в отрица­тельном проводе. И тогда ток пойдет от фазы С через открытый транзистор 3, оппозитный диод транзистора 9, нагрузку, открытый транзистор 5, оппозитный диод транзистора 11 в фазу В, а напряжение на нагрузке сфор­мирует следующий интервал линейного на­пряжения между фазами А и В.

Таким образом, включая в нужные моменты транзисторы 1-3 в положительном проводе на­грузки и одновременно транзисторы 4-6 в от­рицательном проводе, можно формировать огибающую выходного напряжения. И такой процесс продолжается до окончания времени положительного полупериода огибающей.

По истечении 15 мс следует приступить к формированию отрицательного полуперио­да выходного напряжения. Поэтому, исполь­зуя тот же механизм определения интервалов, включаем нужные транзисторы 10, 11 или 12, соединяющие нижний провод нагрузки с наиболее высоким потенциалом на входах (формирование положительного потенциала на нижнем проводе нагрузки), и транзисторы 7-9, соединяющие верхний провод нагрузки с наиболее отрицательными потенциалами входных фаз.

Очевидно, что в случае чисто активной на­грузки можно упростить управление, подав открывающие сигналы на транзисторы 1-6 на все время положительного полупериода выходного напряжения. При этом оппозитные диоды транзисторов 7-12 образуют трех­фазный мост Ларионова, который формирует на верхнем проводе нагрузки положительный полупериод. Аналогично, открыв все транзи­сторы 7-12, получим такой же неуправляемый мост на оппозитных диодах транзисторов 1-6, формирующий отрицательный полупериод напряжения на нагрузке.

В любой момент времени в этих мостах бу­дут открыты по два диода, один из которых будет в катодной группе, а другой - в анод­ной. А коммутация тока с каждого диода на последующий в той же группе будет проис­ходить в моменты пересечения фазных напря­жений на входе (естественная коммутация).

4_1.jpg

Рис. 4. Разные интервалы направлений выходного тока и напряжения

Если нагрузка имеет реактивную составля­ющую, возникает сдвиг фаз между выходным напряжением и током фазы НПЧ, поэтому в схеме предусмотрены датчики выходного тока и напряжения, с помощью которых си­стема управления определяет, в каком из че­тырех интервалов работает преобразователь в данный момент в соответствии с рис. 4 (cos ф< 1).

На этом рисунке ток отстает от напряжения, т. е. нагрузка имеет индуктивный характер.

Интервал с 17> 0и1> 0 соответствует поло­жительному направлению выходного напря­жения и тока. Значит, достаточно открыть два тора: один - в верхнем плече, в фазе положительным входным напря­жением, а другой - в нижнем, в фазе с наибольшим напряжением. Или можно сформировать мост из оппозитных диодов транзисторов 7-12, как было описано выше ной нагрузки для положительного полупериода выходного напряжения.

Аналогично, в интервале с U< 0 и 1< 0 до­статочно открыть один транзистор в нижнем плече с наиболее положительным потенциа­лом, а другой - в верхнем плече с наиболее отрицательным потенциалом. Либо можно включить все транзисторы 7-12, и тогда созда­ется мост из оппозитных диодов транзисторов 1-6 и формируется отрицательное напряже­ние на выходе фазы НПЧ.

При несовпадении направлений выходно­го тока и напряжения должна быть открыта только пара транзисторов, обеспечивающая протекание тока нагрузки (индуктивность нагрузки в этих интервалах служит источ­ником тока) из входной фазы с минималь­ным потенциалом в фазу источника, которая имеет в данный момент наиболее положи­тельный потенциал. Таким образом, про­должающийся в индуктивности ток будет противодействовать напряжению генериру­ющей системы в данном интервале, а напря­жение на нагрузке будет повторять форму огибающей.

Направление тока определяется с помощью датчика тока в цепи нагрузки, а направление выходного напряжения синхронизировано с входными напряжениями источника.

Следует отметить некоторые важные осо­бенности работы данного алгоритма.

Прежде всего, частота коммутаций сило­вых элементов в предложенной схеме гораз­до ниже, чем в преобразователях частоты со звеном постоянного тока и использовани­ем каких-либо алгоритмов ШИМ, поэтому динамические потери при переключениях сравнительно невелики.

Также одной из проблем при реализации системы управления для такого преобразо­вателя является сложность получения неис­каженных входных напряжений для простой синхронизации, так как форма напряжений, поступающих на вход НПЧ, далека от идеаль­ной (рис. 5).

5_1.jpg

Рис.5. Осциллограмма входных напряжений одной фазы НПЧ

Опрос всех каналов АЦП (мгновенных со­стояний напряжений и токов в силовой схе­ме) проводится микроконтроллером каждые 50 мкс, что составляет 0,9 электрического градуса на частоте 50 Гц, и это несколько ис­кажает картину реального состояния силовой схемы.

Кроме того, цепочки преобразователей с использованием оптоволоконных связей, заложенные в схемотехнику НПЧ, как будет показано далее, вносят свои фазовые сдвиги в каждый аналоговый канал.

Высокая вычислительная мощность совре­менного микроконтроллера, примененного в системе управления НПЧ позволяет реализовать достаточно совершенные алгоритмы цифровой фильтрации и нивелировать указанные неприятности.

На осциллограмме видно, что особенно сильно искажения проявляются на при низких входных напряжениях, что явно затрудняет определение интервалов коммутации тран­зисторов.

Для уменьшения пульсаций, вызванных «зубцовым» эффектом (рис. 5), на входы преобразователя подключен входной фильтр, [состоящий из трех соединенных в звезды конденсаторов по 120 мкФ. Этот же фильтр служит снаббером, ограничивая забросы на­пряжений на коллекторах IGBT при выклю­чениях.

Кроме этого, сглаживание всех входных сигналов проводится методом скользящего окна в формате плавающей точки, а также используются цифровые аналоги фильтров Вина без сдвига фазы.

После нажатия виртуальной кнопки «Пуск» Г на панели оператора программа в течение не­скольких периодов огибающей определяет текущую выходную частоту НПЧ. Также устанавливаются и периоды высокочастот­ных сигналов. При этом все транзисторы выключены.

После уточнения временных интервалов настраиваются параметры цифровых филь­тров, реализующих работу цифровых анало­гов фильтров Вина без сдвига фаз.

Далее в памяти контроллера формируют­ся виртуальные сглаженные кривые (рис. 6), по которым и определяются моменты пере­ключения ключей. Формирование сглажен­ных виртуальных напряжений при работе НПЧ ведется непрерывно.

6_1.jpg

Рис.6. Виртуальная осциллограмма входных напряжений одной фазы НПЧ

Используя виртуальные сигналы биений на девяти входах НПЧ, программа форми­рует виртуальные выходные напряжения Uu,, Uv, Uw , и проверяет (устанавливает) порядок их чередования.

Эти виртуальные эталонные выходные на­пряжения в дальнейшем используются для определения характера нагрузки. Программа также непрерывно производит анализ периода огибающей и автоподстройку параме­тров цифровых фильтров, чтобы отследить возможные уходы частоты огибающих на­пряжений (дрейф частоты генерирующей системы).

Начиная с виртуального нуля фазы Uu по­даются открывающие импульсы на соответ­ствующие транзисторы для формирования лервого положительного полупериода в этой фазе, начинают развиваться выходные токи фаз, программа опрашивает датчики токов фаз, настраивает цифровые фильтры для канала опроса токов и определяет характер В величины нагрузок в каждой из фаз.

Определяется характер нагрузки, и для разных видов нагрузки (активная, активно-­емкостная, активно-индуктивная) определя­ются четыре способа управления ключами мостов (формирование положительного и отрицательного полупериодов, рекуперация из емкости и индуктивности).

Управление на драйверы IGBT подается при выполнении следующих условий:

• все напряжения биений корректны (поляр­ности, чередование фаз);

• частоты всех цифровых фильтров опреде­лены;

• виртуальные выходные напряжения извест­ны в каждый момент времени;

• определены состояния выходных ключей.

Сложность управления заключается еще и в том, что при больших значениях выход­ного тока и искажениях выходного напря­жения, когда входные напряжения близки к нулю, не всегда можно точно определить пару ключей, необходимых для того, чтобы ток продолжал протекать в заданном направлении. В случае наиболее вероятной активно-индуктивной нагрузки было принято решение не изменять состояние включенных ключей в нескольких интервалах измерения сигналов (т. е. применять групповое управ­ление по терминологии тиристорных мостов) до приближения тока фазы к нулю.

Чтобы избежать одновременного включе­ния верхних и нижних транзисторов для ин­тервалов рекуперации, добавлены мертвые времена при смене знака выходного тока.

Особенности аппаратурных решений НПЧ

В этом разделе приведены сведения о кон­кретных технических решениях, примененных в аппаратуре НПЧ. Описанные технические решения были успешно применены на не­скольких преобразователях с высокими зна­чениями токов и напряжений. Структурная схема НПЧ показана на рис. 7.

7.JPG

Рис.7. Структурная схема НПЧ

В схеме НПЧ действуют значительные токи с большими производными, создающие высо­кие уровни наводок, поэтому было принято решение специально для таких сильноточных схем разработать платы датчиков напряжений (ПДН), токов (ПДТ) и других аналоговых сиг­налов с последовательным каналом передачи по оптоволокну. Это позволило размещать сами датчики в любых местах преобразовате­ля и передавать информацию на любые рас­стояния без помех.

В рамках данного проекта были разработа­ны схемы канала преобразователя аналогово­го сигнала в частоту (U-F) с выходом на опто­волокно и канала преобразователя частоты сигнала в оптоволокне в напряжение (F-U) для подключения ко входу АЦП микрокон­троллера. В качестве основного кристалла для преобразователей U-F выбрана микросхема VFC110AG фирмы Burr Brown.

Входные напряжения транзисторных мо­стов и выходные напряжения всего НПЧ измеряются соответствующими датчиками ПДН. Сигналы с этих датчиков преобразуют­ся в оптические битовые потоки (мгновенные напряжения преобразуются в частоту), кото­рые по оптоволокнам поступают в плату пре­образователей частота-напряжение, а затем уже через медные провода поступают в плату интерфейсов. Аналогично обрабатываются и сигналы с датчиков выходных токов НПЧ (платы ПДТ).

Технические параметры преобразователя напряжения в частоту:

· напряжение изоляции постоянного тока - 3000 В;

· постоянное стабилизированное напряжение питания - 24 В ±10%;

· I потребляемый ток - не более 100 мА;

· диапазон преобразуемых напряжений - ±5 В;

· I частота импульсов при нулевом напряже­нии - 300 кГц ±10%;

· диапазон рабочих температур - 40...+ 85°С.

Внешний вид платы преобразователя напряжение-частота показан на рис. 8.

На базе этой же микросхемы VFC110AG разработаны схема и плата преобразования мгновенного значения частоты импульсов, поступающих по оптическому волокну, в со­ответствующее мгновенное значение посто­янного или переменного напряжения для передачи сигналов на один из 16 входов АЦП микроконтроллера.

8.JPG

Рис.8. Внешний вид платы преобразователя напряжение-частота

Технические параметры преобразователя:

• напряжение изоляции постоянного тока - 3000 В;

• постоянное стабилизированное напряжение питания - 24 В ±10%;

• потребляемый ток - не более 100 мА;

• диапазон линейно преобразуемых частот - не уже 50-550 кГц;

• выходное напряжение при частоте 300 кГц- 6 В ±1%;

• диапазон рабочих температур 40...+ 85 °С.

На рис. 9 приведены осциллограммы, ил­люстрирующие динамические передаточные характеристики сквозного канала преобра­зователей (U-F) - (F-U), связанных опто­волокном. Отставание фазы и искажения переходных процессов вполне приемлемы для правильной работы преобразователя. При наладке каналов передатчики настраи­ваются на определенную выходную частоту при нулевом входном напряжении. Сквозная погрешность передачи постоянных напряже­ний лежит в диапазоне ±1%.

9.JPG

Рис.9. Передача фронта импульса (А-вход, В-выход)

Фотография платы преобразователей частота-напряжение на 16 каналов показана на рис. 10.

Все сигналы управления и сигналы обрат­ных связей собираются на плате интерфейсов, к которой подключаются дискретный пульт дистанционного управления, панель опера­тора, а также плата расширения, на которую поступают сигналы с цепей контроля предо­хранителей, с датчиков дверей, другие вспо­могательные сигналы (рис. 7).

Рис.10. Плата преобразователей частота-напряжение

10.JPG

К панели оператора через гальванически развязанный интерфейс RS-485 может быть подключен ноутбук (с внешним преобразо­вателем USB - RS-485).

В качестве управляющего микроконтролле­ра для этого ПЧ решено использовать микро­контроллер TMS320F28335.

На базе этого контроллера фирма Texas Instruments разработала модуль TMDSCNCD28335 (плата Control Card 28335) с запаянным процессором и поставляет его потребителям. Размеры модуля составляют 90x25 мм, он сочленяется со стандартным разъ­емом DIMM-100, требует 5 В питания и имеет изолированный интерфейс RS-232.

Во избежание проблем с наводками от сило­вых токов с высокими значениями произво­дных на сравнительно чувствительные близ­кие к микроконтроллеру цепи при разработке была принята идеология «двойного кольца» изоляции. Этот способ, хотя и требует неко­торой схемной избыточности, показал свою эффективность в нескольких разработках, где силовые токи в конструкции достигали про­изводных около 10 000 А/мкс при достаточно высокой частоте ШИМ - около 16 кГц.

Идея заключается в том, чтобы макси­мально близко к микроконтроллеру создать «ближнее кольцо» изоляции, обеспечить пи­танием все внутренние схемы отдельными источниками и тщательно отследить пути прохождения возвратных токов слабых сиг­налов. Плата контроллера с окружающими гальваническими цифровыми развязками вместе с внутренними источниками питания и близко расположенными проводниками возвратной земли образует очень небольшой физический объем.

Фактически, микроконтроллерное ядро не имеет кондуктивных связей с окружаю­щими схемами, поэтому вероятность наводок от силовых токов резко падает.

Для реализации такой гальванической развязки были выбраны микросхемы ISO7240MDW фирмы Texas Instruments, в которых реализованы четыре цифровых канала передачи с емкостными изоляторами на барьере из двуокиси кремния со скоростью до 150 Мбит/с с малым разбросом выходных сигналов соседних каналов (менее 1 нс),

малыми искажениями длительности пере­даваемого сигнала (менее 2 нс), пиковым на­пряжением изоляции 4 кВ. Собственная про­ходная емкость этих микросхем очень мала. Структурная схема платы интерфейсов при­ведена на рис. 11.

Рис.11. Структурная схема платы интерфесов

11.JPG

Плата интерфейсов обрабатывает анало­говые сигналы, поступающие с датчиков то­ков и напряжений, вырабатывает импульсы управления для драйверов транзисторов с помощью «быстрых» выходов, следит за заданиями от местного пульта управле­ния, а также за сигналами, поступающими от драйверов транзисторных модулей («мед­ленные» входы).

В схеме платы интерфейсов введен компа­ратор, отслеживающий уровень питающего напряжения +24 В. При понижении напряже­ния ниже 20 В компаратор прерывает процесс. При этом штатно выключаются все транзи­сторные модули в силовой схеме, а также за­поминаются состояния основных регистров и причина отказа.

В плате заложена микросхема памяти объ­емом 512 кбит, подключенная по интерфейсу ПС. В ней хранятся все уставки, временные настройки и т. д.

На 16 входов для АЦП контроллера посту­пают аналоговые сигналы с платы преобразо­вателей частота-напряжение.

В плате заложены пять внутренних источ­ников питания - преобразователи DC/DC фирмы MomSun. Они имеют незначительные проходные емкости, амплитудное рабочее на­пряжение изоляции -1500 В.

Вычислительное ядро, составленное из плат преобразователей частота-напряжение, плат оптопередатчиков и оптоприемников и платы интерфейсов, развязано от всей силовой схе­мотехники ПЧ оптоволоконными связями.

Для управления драйверами транзисторных модулей используются «быстрые» выходы с микроконтроллерной платы. Сигналы, уси­ленные буфером после «ближних» развязок, поступают на плату с оптопередатчиками, а затем по оптоволокнам поступают на соот­ветствующие драйверы транзисторов.

Таким образом, фронты сигналов, приходя­щих на затворы транзисторов, претерпевают минимально возможные задержки, позволяя как можно точнее индивидуально, с конкрет­ного пина микроконтроллера, управлять фронтами включения и выключения транзисторов. Общий временной сдвиг включающего сигна­ла в этом случае составляет примерно 100 нс.

Панель оператора МТ4522ТЕ фирмы Kinco связана с платой интерфейсов по каналу RS- 485. Она работает в режиме master, а плата ин­терфейсов - в режиме slave. По этой линии панель оператора запрашивает и получает от платы интерфейсов необходимые данные: состояние переменных токов, напряжений, ключей, датчиков и т. д., то есть информацию, необходимую для отображения на экране. Также панель оператора служит интеллекту­альным местным пультом управления, с кото­рого поступают команды оператора.

Еще одна линия RS-485 связывает панель оператора с внешним ПК.

Питание системы управления ПЧ осущест­вляется от надежного сетевого источника DPR-480-24 фирмы Mean Well.

Внешний вид платы интерфейсов со встав­ленной платой TMDSCNCD28335 показан на рис. 12.

Для преобразователя частоты были раз­работаны драйверы ДРИ11-30-17-ЗФП1К-1, управляемые по оптоволокну. Причем по одному волокну сигналы управления тран­зисторов поступают от платы оптопередатчи­ков, а по другому-в плату оптоприемников от драйвера поступает информация о состоя­нии драйвера.

Следовательно, все драйверы могут быть размещены вблизи управляемого прибора

без риска наводок помех на передающую линию.

Параметры этого драйвера по изоляции следующие:

• испытательное напряжение 50 Гц между первичными цепями питания и выходными цепями драйвера в течение 60 с - 6000 В;

• максимальное рабочее напряжение между первичными цепями питания и выходными цепями драйвера - 3000 В.

Требования к источнику питания:

• постоянное напряжение - 24 В ±5%;

• потребляемый ток - не более 350 мА.

Параметры входных и выходных цепей:

• вход и выход - оптоволокно, длина волны излучения - 660 нм;

•номинальная емкость нагрузки -1,0 мкФ;

•амплитуды отпирающего и запирающего тока - не менее 24 А;

• установившееся отпирающее напряже­ние - не ниже 14 В;

• установившееся запирающее напряжение - не выше 14 В;

• максимальная частота импульсов на входе IN - 4 кГц;

• задержки включения и выключения - (0,4 ±0,1) мке;

• время нарастания напряжения от -10 до +10 В - (1 ±0,2) мке;

• время спада напряжения от+10 до -10В- (1 ±0,2) мке;

• пороговое напряжение на входе С, при ко­тором срабатывает защита IGBT по току - в пределах 5 - 6,5 В;

• задержка срабатывания защиты IGBT по току от начала импульса IN до начала спада вы­ходного напряжения - (6 ±1) мкс;

•длительность состояния аварийного отклю­чения - (2 ±0,5) с;

•период импульсов аварийного отключе­ния- (33 ±7) мкс.

При работе на огромные затворные ем­кости задержка в таких мощных драйверах оценивается приблизительно в 450 не, так что задержки в изоляторах, формировате­лях и оптопередатчиках с оптоприемниками не играют существенной роли.

Если из-за перегрузки или короткого за­мыкания 1GBT не входит в насыщенный ре­жим и напряжение на его коллекторе остаетсявысоким, то срабатывает схема защиты. При этом выходное напряжение драйвера доволь­но медленно изменяется от положительного к отрицательному уровню, мягко запирая IGBT. Схема защиты начинает генерировать импульсы с периодом около 33 мкс, сигнал оптопередатчика «FLT» становится прерыви­стым, что сигнализирует микроконтроллеру об аварийном отключении драйвера.

Выход драйвера из заблокированного со­стояния осуществляется автоматически, через каждые 1,5-2,5 с. За это время микроконтрол­лер успеет проанализировать процесс в преоб­разователе и принять нужное решение.

По обратным оптоволокнам с драйверов че­рез плату с оптоприемниками сигналы посту­пают на группу микросхем в интерфейсной плате, где собираются в один сигнал. И если хотя бы с одного драйвера сигнал прервется, то через опторазвязку произойдет прерывание программы, и контроллер с помощью опроса регистров и развязок определит номер срабо­тавшего драйвера. Таким же образом проис­ходит опрос «медленных» битовых сигналов, поступающих на регистр платы интерфейса. Структура драйвера показана на рис. 13.

В состав драйвера входят:

• преобразователь постоянного напряжения питания в переменное и источник напряже­ний для питания формирователя импульсов и выходных каскадов, состоящий из транс­форматоров и выпрямителей, - А1;

• схема контроля величины напряжения пи­тания - А2;

• схема контроля состояния драйвера - АЗ;

• схема формирователя выходных импуль­сов - А4;

• выходные каскады усиления мощности - А5;

• схема защиты от выхода управляемого IGBT из насыщенного состояния - А6;

• цепи ограничения напряжения на затво­ре - диоды Шоттки на затворе;

• индикатор полярности выходного напря­жения драйвера - светодиоды G и R.

Осциллограммы входного и выходного на­пряжений драйвера приведены на рис. 14-16 ; (синий цвет - вход, красный - выход), а внешний вид платы показан на рис. 17.

14.JPG
Рис.14. Процесс включения транзисторов

15.JPG

Рис.15. Процесс выключения транзисторов

Рис.16. Мягкое включение транзисторов при обнаружении КЗ

16.JPG

Конструкция НПЧ

Большой запас по току заложенных в НПЧ транзисторных модулей, а также шинный монтаж и производительность шкафа водяно­го охлаждения позволяют при необходимости значительно увеличить выходную мощность преобразователя.

Как показано на рис. 7, на всех девяти вхо­дах включены быстродействующие предо­хранители, защищающие НПЧ от неверных коммутаций при сбоях в системе управления, ке контрольные контакты предохранителей соединены в одну цепь и опрашиваются ми­кроконтроллером .

17.jpg

Рис. 17. Плата драйвера ДРИ11 -30-17-ЗФП1К-1

Четыре транзисторных модуля, состав­ляющих одно плечо НПЧ, смонтированы на одном охладителе (блок). Всего в НПЧ де­вять отдельных блоков, и на каждом из них размещены снабберные конденсаторы, драйверы и датчики температуры охладите­ля.

Чтобы уменьшить коэффициент искаже­ний выходных напряжений, применен легкий выходной LC-фильтр.

Все девять блоков НПЧ могут извлекать­ся их шкафа, нужно только отсоединить все оптоволоконные коннекторы и шланги во­дяного охлаждения.

Для включения охладителя в контур с жид­костью применены быстроразъемные шту­церы и муфты типа CBI фирмы Staubli. Эта технология позволяет при необходимости без протечек отключить блок от жидкостно­го контура.

Внешний вид шкафа НПЧ показан на рис. 18, а внешний вид панели управления- на рис. 19.

На панель оператора выведена упрощенная мнемосхема НПЧ, отображающая состояния ключей и некоторых датчиков. На резистив­ном экране реализованы виртуальные кнопки.

18.jpg

Рис.18. Внешний вид НПЧ шкафа входного охлаждения

19.jpg

Рис.19. Панель управления НПЧ

Охлаждающая жидкость подается к блокам НПЧ из шкафа водяного охлаждения.

Гидравлическая схема шкафа охлаждения включает два контура:

• внешний, на входе которого установлены манометр, грязевой фильтр, теплообмен­ник, расходомер;

• внутренний чистый контур с дистиллирован­ной (деионизированной) водой, в котором после блоков НПЧ установлены датчик тем­пературы воды, грязевой фильтр, теплооб­менник, две ветви с насосами (продублирова­ны для надежности) и обратными клапанами, расходомер, манометр и датчик температуры воды, подаваемой в преобразователь.

При выборе теплообменника было реше­но остановиться на продукции компании «Ридан» - крупнейшего производителя те­плообменной аппаратуры в России.

Так как в системе имеются значительные перепады сечений водяных каналов, т. е. ве­лика вероятность возникновения кавитации на расширениях, было решено держать весь внутренний контур под давлением. Для этого в систему встроен мембранный рас­ширительный бак InterVarem 20 емкостью 20 л, в котором поддерживается давление 1,5 бар.

Выбранные насосы Grundfos CRN имеют заведомо высокую производительность, поэ­тому для регулировки потока во внутреннем контуре был применен надежный малогаба­ритный частотный преобразователь ПЧ FR- D700 фирмы Mitsubishi, мощностью 3,7 кВт. Применение регулируемого потока позволяет избежать гидроударов в системе и экономить воду внешнего контура. Для шкафов в каче­стве оболочек выбраны конструктивы Rittal.

Результаты испытаний

Стендовые испытания НПЧ в составе гене­раторного агрегата были проведены в ФГУП «ЦНИИ им. акад. А.Н. Крылова». Входные трехфазные напряжения биений, снятые прямо с входа одного из формирователей фаз НПЧ, показаны на рис. 20.

20.jpg

Рис.20. Входные напряжения одной фазы НПЧ

При работе на активную нагрузку на выхо­де преобразователя формируется трехфазное напряжение частотой 50 Гц, осциллограмма которого приведена на рис. 21.

21.jpg

Рис.21. Выходные напряжения НПЧ при работе на активную нагрузку

Сигналы на входы осциллографа подава­лись непосредственно с выходов преобразо­вателя до включения фильтра. Форма выход­ных напряжений полностью соответствует теоретическим положениям, заложенным в разработку.

Выходные напряжения НПЧ с легким вы­ходным LC-фильтром приведены на осцил­лограмме рис. 22. Формы токов и напряжений нагрузки практически синусоидальны.

22.jpg

Рис.22. Форма выходных напряжений НПЧ

Проверялась работа НПЧ и на RL-нагрузке с разными коэффициентами мощности (до 0,5). Одна из осциллограмм этого режима по­казана на рис. 15 в работе.

В настоящее время продолжаются работы по усовершенствованию алгоритма управле­ния НПЧ и наращиванию мощности генери­рующей системы, прорабатываются новые способы формирования входных напряжений для получения выходных напряжений с высо­ким качеством.

Выводы

Разработан нетрадиционный статический преобразователь электроэнергии с непосред­ственной связью, обеспечивающий качествен­ную форму кривой выходного напряжения и свободный обмен реактивной мощностью между нагрузкой и генераторным агрегатом с использованием новых алгоритмов управ­ления силовыми вентилями.

Форма кривой напряжения на нагрузке, близкая к синусоидальной, обеспечивается естественным образом, в отличие от методов формирования выходного напряжения с по­

мощью ШИМ, как это повсеместно принята в настоящее время.

Частота коммутаций силовых элементов! в предложенной схеме гораздо ниже, чем в преобразователях частоты со звеном постоянного тока и использованием каких-либо алгоритмов ШИМ, поэтому динамический потери при переключениях сравнительно невелики.

Результаты математического моделирова­ния и экспериментально полученные характеристики показывают, что значение коэффициента нелинейных искажений выходной напряжения 3x380 В (50 Гц) даже в наиболее сложном режиме (номинальная нагрузка cos ф = 0,5) не превышает 5%, а кривая тока практически синусоидальна без применение «тяжелых» фильтров.

Разработан шкаф водяного охлаждение с внутренним чистым контуром, позволяющий отводить от силовых преобразователей тепловую мощность до 150 кВт.

В целом, результаты предварительных стендовых испытаний созданного высокооборотного генераторного агрегата подтвердили правильность принятых технических решений.

Статья из открытых источников.

Журнал «Силовая электроника» №3 июнь 2015 г.

Авторы:

Георгий Свиридов, д. т. н.

spb 100@inbox.ru

Александр Павлов, к. т. н.

pavlov.alex@mail.ru

Федор Скворцов

zzkktop@mail.ru

Алексей Клоков

aaklokov@mail.ru

Виталий Червенков

vdchervenkov@gmail.com


Яндекс.Метрика
Правила портала и отказ от ответственности
Информационный специализированный chastotnik.pro
Проект B2B-Studio.ru
Перейти к полной версии Перейти к мобильной версии